All'accensione l'uscita si porta ad un livello pari a 0 volt, coincidente con la situazione di riposo, quando cioè non abbiamo segnale all'ingresso. Questo perche' i transistors, non avendo tensione in base, sono interdetti, non lasciano cioe' passare corrente. La resistenza R1 ha il compito di diminuire la resistenza d'ingresso che i finali presentano. Infatti i finali lavorano a collettore comune e presentano, pertanto, un'elevata resistenza d'ingresso. La resistenza R1 va progettata in modo che alla massima conduzione del finale la corrente che in essa circola sia trascurabile rispetto a quella che entra in base del finale stesso. Il transistor pilota T5 lavora in classe A ed ha il compito di pilotare i finali. Durante la semionda positiva proveniente dal segnale d'ingresso, il transistor T5 va a pilotare il darlington Q4-Q7, quindi in uscita verra' riprodotto un segnale che e' in fase con l'ingresso ed amplificato. Durante la semionda negativa, il pilota da tensione in base al darlington Q5-Q8, riproducendo cosi' in uscita un segnale in fase con l'ingresso ed amplificato, di ampiezza uguale a quella della precedente semionda positiva. Tra le due basi dei darlington sono stati inseriti due diodi (D1-D2) per evitare la distorsione di crossover. La stessa funzione poteva anche essere fatta da una resistenza, ma i diodi garantiscono una maggior stabilita' rispetto alla temperatura. Il generatore di corrente costante, realizzato con il transistor Q6, ha appunto la funzione di mantenere una corrente costante a riposo che permette la polarizzazione dei diodi e, quindi, l'eliminazione del crossover. Le resistenze R12,R11 e R10 hanno la funzione di polarizzare il transistor Q6. Esse vanno progettate rispettando la condizione: R12//R11 <= R10. Solo in questo modo, infatti, Q6 si comporta come un generatore di corrente costante, poichè la sua corrente di base, e quindi di collettore, non dipendono più dalla tensione ad esso applicata. I transistors Q15 e Q16 costituiscono l'amplificatore differenziale. Esso ha la funzione di eliminare eventuali rumori presenti all'uscita, effettuando la differenza tra il segnale d'ingresso e il segnale di retroazione. Quest'ultimo viene prelevato dall'uscita e riportato all'ingresso tramite il partitore di retroazione costituito dalle resistenze R15, R4 e dal condensatore C2. R4 e C2 vanno progettati in modo che determinino una frequenza di taglio pari a 10 Hz. R15, per garantire la simmetria del sistema, deve essere uguale a R1, che va progettata tenendo conto che costituisce la resistenza d'ingresso dell'amplificatore. Inoltre R2 ha il compito di fornire una corrente di base adeguata al transistor Q3.
La resistenza R2 rappresenta la resistenza di collettore del differenziale . Si fa notare che data la presenza di R3 e del diodo zener (di cui si parlerà in seguito) , le correnti di collettore del differenziale sono costanti ; tale situazione permette di eliminare la resistenza di collettore simmetrica ad R2 in quanto sul collettore del transistor Te non viene prelevato alcun segnale.
La resistenza R3 rappresenta la resistenza di emettitore del differenziale ; questa viene progettata in base alla corrente (che viene opportunamente fissata} uscente dall'emettitore.
La funzione del diodo zener e' di mantenere una tensione costante sull'emettitore , in modo da compensare eventuali disturbi.
La resistenza R13 ha il compito di regolare la corrente di zener.
La capacita' C1 serve per il disaccoppiamento del sistema da eventuali tensioni continue presenti all'ingresso . C1 deve essere progettata fissando la sua frequenza di taglio molto inferiore a quella minima del sistema in modo da non condizionarla; in questo progetto la frequenza di taglio di C1 viene fissata ad un decimo della frequenza di taglio minima del sistema.
Le due resistenze R7 ed R8 hanno lo scopo di fornire un'adeguata stabilizzazione termica al circuito ; esse vengono progettate considerando che la potenza da loro dissipata sia pari al 5% della potenza massima in uscita.
La resistenza R2, (resistenza di collettore di Q15) viene progettata in base alla tensione che viene opportunamente fissata , in modo da garantire che il segnale presente in base di Q3 non venga prematuramente tagliato.
A causa delle capacità parassite dei transistor e' possibile che la fase del segnale venga ribaltata , causando cosi' una retroazione positiva.
Per evitare questo fenomeno si fara' in modo che alla frequenza massima il guadagno venga ridotto.
Si devono mettere perciò' delle capacita fra collettore e base di Q3 e Q5 tali che a 100 KHz il guadagno tenda a 0.

CARATTERISTICHE TECNICHE RICHIESTE ALL'AMPLIFICATORE

Potenza d'uscita: 60 M RWS su carico da 8 Ohm (Con accoppiamento diretto)
Sensibilità' d'ingresso: 1 Volt
Resistenza d'ingresso: 10 KOhm
Banda passante: da 10 Hz a 100 KHz

E' richiesta la massima immunità' al rumori.

II sistema sarà' dotato di uno stadio differenziale in ingresso, di un pilota in classe A, di 2 finali di potenza in collegamento Darlington funzionanti in classe B e di una rete di retroazione (negativa) beta .

- PRIMO STADIO: DIFFERENZIALE

II circuito d'ingresso e' realizzato con uno stadio differenziale perché ha un' elevata reiezione ai rumori.

- SECONDO STADIO; PILOTA

II pilota e' costituito da un transistor che lavora in classe A in grado di fornire il segnale d'uscita con angolo di circolazione di 360 gradi, cioè' per l'intero periodo dell'onda sinusoidale d'ingresso.

Essendo i finali in simmetria completamente complementare, e quindi ciascuno in conduzione per un semiperiodo, e' necessario che il pilota fornisca segnale per l'intero periodo.

- TERZO STADIO: PREAMPLIPICATORI E FINALI DI POTENZA

Si utilizza uno schema in classe B, a simmetria completamente complementare. Prevedendo l'accoppiamento diretto con il carico e' necessaria la doppia alimentazione.

La funzione di questo stadio e' quella di prelevare il segnale dal pilota e di elevarlo in potenza: in particolare, mentre mantiene praticamente costante la tensione (emettitore comune), amplifica notevolmente la corrente.

- QUARTO STADIO; RETE DI RETROAZIONE

La funzione di questa rete e' di riportare in ingresso un segnale proporzionale a quello sul carico, in modo da bilanciare eventuali variazioni del segnale d'uscita.

Per prima cosa si sceglie la soluzione circuitale dei darlington. Il collegamento e' stato effettuato in questo modo
in quanto e' possibile polarizzare una sola giunzione alla volta, mentre con il sistema tradizionale, si sarebbero dovute polarizzare due giunzioni.
 
 
 
 
 
 
 
 
Ora e' possibile progettare il circuito:

PU = VLM^2/(2RL)da cui si ricava che VLM = SQR(2*PU*RL)

perciò'VLM = SQR(2*60*8) = 31 V

Da qui e' possibile ricavarsi la massima corrente sul carico:

ILM = VLM/RL = 31/8 = 3.875 = 3.9 A

Conoscendo ora la corrente, si può' trovare la potenza dissipata sulle resistenze R7, R8 grazie all'espressione:

PR7 = 0.05*(PR7+PU)

ossia la potenza dissipata sulla R7 (R8) deve essere al massimo il 5% della potenza dissipata su R7+RL:

Per cui:

PR7 = 0.05*PU/0.95 = (0.05*60)/0.95 = 3.16 W

Dalla potenza si può ricavare i valori di R7, R8 conoscendo anche il valore efficace della corrente che le attraversa.

PR7 = (ILM/1.41))^2*R7 da cui R7 = PR7*2/ILM^2 =(3.16*2/(3.9))^2 => R7 = 0.4 OHM

Si sceglierà quindi una resistenza con un valore commerciale di 0.39 Ohm e di potenza 5 W.

Applicando la legge di Ohm alla maglia d' uscita si può vedere che:

VCC = VLM+ILM*R7+VCE7sat ,

dove:

VCC = Alimentazione

VLM = Massimo valore di tensione sul carico

ILM = Massimo valore do corrente in RE e quindi anche su RL

VCE7sat = Tensione di saturazione dei finali di potenza

Anche se i finali non sono ancora stati scelti si può' fissare una VCEsat di 1 Volt.

Per cui :

VCC = VLM+ILM*R7+VCE7sat = 31+3.9*0.39 + 1 = 33.5 V

Si imporra' quindi una alimentazione di +36 e -36, per evitare la squadratura del segnale d'uscita.

I finali sono stabilizzati termicamente se la resistenza vista dalla base e' la piu' piccola possibile.

Sarà perciò necessario inserire una R1 (vedi schema), che ha la funzione di abbassare notevolmente la resistenza vista dalla base.

Occorrera' tenere presente che la corrente che circola nelle nuove resistenze deve essere trascurabile rispetto alla corrente di base dei finali alla massima conduzione.

Per il progetto della resistenza occorre prima scegliere i finali.

I finali devono avere le seguenti caratteristiche:

VCEO > 72 V

ILMax > 4 A

PDMax > F*PU > 0.2*60 > 12 W

Analizzando queste caratteristiche si e' scelta la coppia complementari di transistor MJ802 [NPN]ed MJ4502 [PNP] Le loro caratteristiche sono:

BVCEO = 100 V

ICMax = 20 A

PDMax = 160 W

HFEmin = 20

VBETyp = 1 V

A questo punto si può' passare al progetto di R6, R9:

IB7max = IB8max = ILMax/HFEmin = 3.9/20 = 195 mA .

Ponendo IR6 = 5% di IBMax si ottieneIR6= 0.05*0.195 = 10 mA

Sapendo ora che la tensione che agisce sulle R6, R9 e' la VBE dei finali, si ha :

VBETyp = IR6Max*R1

da cui R6 = VBETyp/IR6Max = 1/10*10E-3 = 100 OHM

In questo caso siamo partiti dalle caratteristiche richieste dai post-piloti.

I dati richiesti sono i seguenti:

IC4Max = IB7Max + IR6Max = 205 mA

BVCEO > 72 V

PD4Max = PD5Max = PD7/Hfe1 , in quanto la corrente che percorre i piloti e' hFe volte più' piccola di quella dei finali mentre la tensione e sempre la stessa, perciò:

PD4Max = 12/20 = 0.6 W

BVCEO = 100 V

ICMax = 1 A

PDMax= 25 W

Hfemin = 40

VBETyp = 0.75 V

Lo stadio pilota e' costituito da un transistor PNP (Q3) che lavora in classe A. Questo perche', fornendo segnale in ingresso ad entrambi post-piloti, che come e' noto amplificano uno la semionda negativa e un quella positiva, deve necessariamente condurre per un intero periodo.

Come si nota nel grafico, la polarizzazione a riposo deve fornire una corrente ICO di valore superiore ali' ampiezza massima raggiunta dalla corrente alternata IcM.
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

In caso contrario infatti si avrebbe una notevole distorsione causata dal fatto che la semionda negativa verrebbe praticamente tagliata.

IB3Max = IB4Max = IC3Max/HFEmin = 205*10E-3/40 = 5 mA

IB3Max = IC5M ---> IC05 > IC5M = 10 mA

Per garantire la corrente ICO si possono utilizzare vari modi. Uno dei più' semplici e' quello di inserire una resistenza fra la base di T4 e -VCC; nel nostro caso pero' non e' molto consigliato, perche' la resistenza non garantisce una buona stabilizzazione termica ma soprattutto perche' abbasserebbe notevolmente il guadagno dinamico del pilota. T5 infatti lavora nella configurazione ad emettitore comune per cui

Av=-(hfe*Rc)/hie:

Risulta evidente che più' Rc e' grande maggiore e' il guadagno del transistor; siccome questo deve avere un guadagno più' alto possibile e' conveniente che il carico dinamico sia il piu' grande possibile.

La soluzione ottimale, quindi, e' costituita da un generatore di corrente costante il quale, oltre a fornire una migliore stabilizzazione termica, dinamicamente viene visto da Q3 come un carico tendente ad infinito.

Condizione affinche' venga garantita una corrente costante ICO6 e':

R12//R11 < R10

Per rendere il sistema stabile, si cerca in ogni modo di renderlo indipendente dalle caratteristiche interne del transistor, in particolare dal suo hfe. Questo per evitare che in caso di sostituzione dell' elemento attivo vengano mutate le condizioni del circuito.

Dal circuito equivalente si nota che se il valore di REQ = R12//R11 e' piccolo la caduta di tensione dovuta ad IB e' trascurabile e quindi ICO6 e' influenzata solo da VBE.
 
 

Infatti: VBO = VBE+ICO6*R10 = VBB-IBO6*REQ = VBB

- Determinazione dei valori di R11 ed R12:

Da quanto esposto risulta che e' opportuno avere R12//R11 il piu' piccolo possibile; in pratica una delle due resistenze che fissano il parallelo deve avere valore basso.

Tenere R11 di valore elevato porterebbe il potenziale dell' emettitore a tensioni tendenti a O partendo da -36, a causa della grande caduta sulla resistenza stessa.Ciò' pero' comporterebbe anche un innalzamento della tensione del collettore che provocherebbe una squadratura della semionda negativa. Il metodo da utilizzare e' quindi quello di tenere R11 piccola; in particolare, la caduta VR11 non deve superare i 2.5 Volt, che corrispondono all'incremento dell' alimentazione.

Durante il progetto dei componenti si segue il criterio di tenerla decisamnte minore, fissandola a 1.2 Volt.

Si fissa quindi R11 e si calcola R12

VR11 = 1.2 V ---> R11 = 120 OHM

VR11 = VCC*R11/(R11+R12)---> R12=(VCC*R11/VR11)-R11=(36*120/1.2)-120=3480 OHM (3.3 K)

Determinazione di R10:

ICO6 = (VEO-VBE)/R10 ---> R10=(VE-VBE)/ICO6 = (1.26-0.62)/10*10e-3 = 64 OHM (68 OHM)

E' confermato che R10 e' confrontabile con R11//R12 infatti:

R11//R12 = 120//3300 s 116 OHM

Questo blocco, come si può' vedere dallo schema iniziale, deve generare un segnale funzione della differenza fra ingresso e uscita, in modo tale da permettere 1' amplificazione del primo e la compensazione di variazioni della seconda. Da questo stadio dipendono la resistenza d' ingresso dell' amplificatore, il segnale in ingresso al pilota e i tagli in frequenza.

La corrente massima da fornire al pilota (in corrispondenza del picco della semionda positiva) e' di 0,2mA; i transistor andranno quindi scelti nel campo degli elementi attivi di piccola potenza fissando per i calcoli un hFE di 100 (valore minimo generalmente assicurato da transistor di piccola potenza).

Abbiamo innanzi detto che dallo stadio differenziale dipende la resistenza d' ingresso del sistema; poiché' questa e' fissata di 10 KOhm anche R1 e' di 1OKOhm e per simmetria anche R15 e' scelta di valore pari a 10 KOhm.

Se si mantiene costane la corrente nei due collettori, e' teoricamente possibile evitare di mettere resistenze limitatrici nei due rami. Questa condizione e' garantita se R3 risulta maggiore di R1/hFE, dove R3 fissa il valore di corrente desiderato. Come si vedrà' poi, sul collettore che fornisce 1' uscita dello stadio, sarà' necessaria una resistenza di opportuno valore in modo tale da permettere 1' accoppiamento diretto con lo stadio pilota

Si fissa una corrente di collettore pari a 1 mA, imponendone quindi quella in R3 pari 2 mA.

Le basi del transistor sono da considerarsi a potenziale di massa. lnfatti la base del transistor di destra (Q16) e' collegata tramite R15 al punto centrale, che a riposo e' bilanciato a O V. Il transistor di sinistra (Q15) ha la base a massa tramite R1 (si ricorda che le correnti di polarizzazione sono dell' ordine del nA)

Dall' equazione alla maglia d' ingresso si ha:

IR3=(VB-VBE15+Vz)/R3

(bove VB e" Il notenziale di base di Q15 (=0), VBE15 e' la tensione fra base ed emettitore di Q15, IR3 e' la corrente che fluisce in R3.

Si ricava che R3=(-VBE15+Vz)/R3

Per VBE15 si fissa 0,6 V (comune ai transistor di piccola potenza), del resto poco influente nei confronti di Vz (pari a 9,1 V);

R3=(-0,6+9,1)/(2*10e-3) R3=4250 Ohm (valore commerciale=3.9 KOhm)

Poiché' R1/hFE=100 e' garantita la condizione R8>>R1/hFE che fa dipendere solo da R3 la somma delle correnti nei due collettori

Visto che dalla corrente nel collettore dipende la scelta di R2 e' opportuno calcolare 1' effettiva corrente nel collettore

IC15=0.5*(Vz-VBE15)/R3

IC15=(9.1-0.6)*.5/3900 =1.09 mA

La capacita' d'ingresso verrà progettata in seguito.

E' costituita da due resistenze (R15 ed R4) e un condensatore (C2). Quest' ultimo a centro banda deve avere reattanza trscurable . Viene messo per garantire la massima retroazione in continua. Infatti per componenti continue, un condensatore si comporta come un circuito aperto ed eventuali variazioni di dette componenti continue vengono interamente riportate all'ingresso ed adeguatamente compensate.Poiché' C2 a centro banda si comporta come un cortocircuito, il guadagno e' fissato dai soli componenti R15 ed R4. In particolare il guadagno in catena chiusa (AVcl) dipende dalla relazione: AVcl=1+R15/R4

Tale guadagno dovrà' essere: AVcl=Vuh/Si dove Vuh e' la massima tensione d'uscita e Si e' la sensibilità' d'ingresso

AVcl =31/1 ==31 (30 dB)

Di conseguenza sarà' 1+R15/R4=31; da cui R15/R4=30

avendo fissato R15=10 KOhm risulta R4 pari a 333 Ohm con valore commerciale di 330 Ohm che garantisce un guadagno maggiore: AVcl=31.3.

Poiché' ci sono due capacita' si hanno due tagli in frequenza; in questo caso particolare si ottengono tagli alla frequenza inferiore essendo i filtri il tipo Passa-Alto.

Ai fini di progetto, si rende una capacita' dominante rispetto all' altra, cioe' si fa tagliare un filtro alla frequenza voluta e 1' altro ad una frequenza minore (pari a un decimo della prima), in modo tale che già' alla pulsazione minima il secondo filtro abbia la reattanza equivalente ad un cortocircuito.In questo circuito e' resa dominante C2 rispetto a C1; quindi C2 implica un taglio a 10Hz mente C1 a 1Hz.

Ft=1/(2*3.14*R4*C2) dove Ft e' la frequenza di taglio dovuta a C2

C2=1/(2*3.14*R4*Ft) (Ft=10Hz)

C2=1/(2*3.14*10 *330) -à C2=48 uF (valore commerciale=47uF)

Dato 1' elevato valore e' disponibile solo in versione elettrolitica. La polarita' inserita e' ininfluente essendo, a frequenze di lavoro, costantemente carico a O V.

C1=1/(2*3.14*Ft'*R1) dove Ft' e' la frequenza di taglio relativa a C1 e vale 1Hz.

C1=1/(2*3.14*1*10e3) -à C1=17uF (valore commerciale=15uF)

I1 diodo Zener serve a stabilizzare il sistema contro variazioni dell'a1imentazione. Viene scelto da 9. 1 V a da 1/2 W. Può' essere quindi attraversato da una corrente massima pari a Izmax=Pz/Vz:

Izmax=.5/9.1=54.9 mA

La corrente di Zener viene limitata a 1/10 di Izmax:

Iz=0.1*54.9e-3=5.5 mA

La funzione di R13 e' quella di limitare la corrente di Zener

R13=(-Vcc-Vz)/(-lz)

Poiché' sul collettore di Q3 c'è' un segnale che varia tra i +31 V e i -31 V con una continua circa uguale a O Ve' necessario che ai capi di R5 ci sia una tensione minore di 5 V poiché' altrimenti il segnale verrebbe squadrato.

Si fissa quindi una VDCmax (alla massima conduzione di Q3) pari a 1 V.

VCE3sat = -0.25 V (da manuale)

VR5 max = 0. 75 V

IC3max = 15 mA

La IC3max ha questo valore poiché' a riposo Q3 lavora con IC03 = 10 mA ed il segnale di e' 5 mA (IC3max = IC03+IC3).

Si puo' calcolare R5:

R5 = VR5max/IC3max = 0.75/(15*10E-3) = 50 Ohm .

Il valore commerciale di R5 sarà' di 47 Ohm.

Per il progetto di R2 si procede in questo modo:

Dall'equazione alla maglia si ha che:

VR2 = IE3*R5+VEB3 = VR5+VEB3 = 10*10E-3*47+0.62 = 1.09 V.

Se si trascura l'effetto di IB03 rispetto a IC015 si ha che:

R2 = VR2/IC015 = 1.09/1.09*1OE-3 = 1 KOhm

Per non commettere errori si e' verificato che IB03 fosse realmente trascurabile:

IB03 = IC03/Hfe = 10*10E-3/50 = 0.2 mA

Poiche' dai calcoli ottenuti si ha che IB03 non e' trascurabile, e' necessario riprogettare la R2.

R2 = VR2/(IC07-IB05) = 1.09/(1.09*1OE-3 -200*10E-6) = 1224 Ohm .

II valore commerciale e' 1.2 KOhm.

Nel caso in cui il segnale di retroazione si sfasasse di 180 gradi (questo e' possibile perche' i transistor hanno capacita' parassite) si avrebbe una somma di tensioni nel differenziale e quindi si creerebbe instabilita'. Questo puo' accadere alle alte frequenze, quindi, per ovviare al problema, silimita il guadagno a tali frequenze.Per limitare il guadagno si inseriscono delle capacita' tra base e collettore dei transistor; in questo modo a frequenze molto alte il condensatore si comporta come un corto e quindi Vi = Vu.Le capacita' di compensazione non vanno inserite su tutti i transistor, ma solo sugli stadi ad alto guadagno, che per primi potrebbero dar origine a instabilita' . I transistor interessati sono quindi il pilota e il generatore di corrente costante (Q3,Q6).

CRITERI DI PROGETTO:

Senza capacita' di compensazione la banda dell'amplificatore sarebbe molto elevata (>500Khz in dipendenza dal tipo di transistor e dagli altri componenti discreti). A noi tuttavia interessa una banda di frequenza massima 100 KHz (dai dati di progetto), si fa in modo che la capacita' di compensazione diventino un cortocircuito proprio a questa frequenza.

Fs = 100 KHz

Ft = 1/(2*3.14*R*C3) [R = resistenza vista al capi di C3]

Ft = Fs

Come si può' vedere dallo schema equivalente:

R (resistenza ai capi del condensatore) = 1/hoe//(R'+R2)

Poiché R'= hie+hfe4*hfe7*(RE+RL) e dato che hie e' trascurabile si ha che:

R' = hfe4*Hfe7*(RE+RL)= 40*20*(0.39+8> =6.7 KOhm

C = 1/(2*3.14*6700*100000)= 237 pF

Il valore commerciale e' di 220 pF.

Ritorna alla pagina precedente

Ritorna alla pagina di presentazione