Parte II.            

2.01       Caratteristiche generali del IC LX1720

L’LX1720 della LinFinity contiene tutte le funzionalità per costruire un amplificatore audio in classe D stereo. Esistono due varianti di tale integrato, LX1720-01 e LX1720-02 differenti per la tensione di alimentazione ammessa: rispettivamente 15 e 25 V che possono produrre su un carico da 8W una potenza massima rispettivamente di 10 e 25 Watts (l’integrato a nostra disposizione è LX1720-01).  È importante mettere in evidenza come questo integrato permette di realizzare due amplificatori in classe D (uno per ogni canale) con l’utilizzo di pochi componenti esterni; saranno infatti esterni alcuni condensatori e resistenze che controllano il guadagno dei blocchi interni dell’IC, i MOSFET del convertitore in configurazione full-bridge e il filtro che toglie il ripple sul carico. In più il componente è disponibile in contenitore a montaggio superficiale consentendo quindi di realizzare un progetto estremamente compatto*. Nel documentazione della casa costruttrice è riportato che si possono ottenere THD < 1% ( con 10 Watts per canale in uscita) e un rendimento >92% (con MOSFET con R_on di 0.1W).

2.02       Schema a blocchi del controllo LX1720

Nella successiva figura 1 è riportato lo schema a blocchi dell’integrato relativo ad un canale.

Figura 1

Il convertitore di uscita è composto da quattro MOS esterni all’integrato connessi in configurazione full-bridge.

I componenti C₉, C₁₀, R₁ e R₂ eliminano il ripple sul segnale retroazionato, mentre l’amplificatore di retroazione somma i due segnali al suo ingresso e ettenua.

La capacità C₂₄ elimina ogni componente continua sul segnale in ingresso, mentre l’amplificatore di ingresso aggiunge una componente continua di 2.5 V e amplifica il segnale. L’amplificatore di errore integra la differenza tra l’uscita dell’amplificatore di ingresso e l’uscita dell’amplificatore di retroazione.

Il generatore PWM è composta da un comparatore, da un generatore a rampa e dai circuiti di controllo dei MOS in modo del tutto simile a quello visto nella prima parte.

Vediamo più in dettaglio i particolari costruttivi di ciascun blocco e le formule di progetto per il dimensionamento dei componenti esterni: faremo riferimento all’application note AN-11 fornita dalla LinFinity. Prima di questo è necessario definire gli obbiettivi del progetto:

§        Amplificatore stereo

§        Banda audio 20Hz-20kHz

§        Carico 8W

§        Potenza massima sul carico circa 10Watts

Non possiamo imporre nessun vincolo sui parametri di qualità dell’amplificatore quali la resistenza di uscita e il THD perché l’integrato non fornisce alcun controllo su questi.

2.03       Gli amplificatori di ingresso, di retroazione e di errore

Questi tre blocchi sono rappresentati in figura 2, dove la linea tratteggiata distingue il confine tra i componenti esterni all’integrato e quelli interni.

Figura 2

Per evitare di ripetersi sarà sviluppato il progetto di uno solo dei due canali.

L’amplificatore di ingresso è un semplice operazionale in configurazione invertente di guadagno fisso pari a G_IN = -3.5. Va fatto presente che lo schema di figura 2 è il circuito equivalente alle variazione, infatti avevamo accennato al fatto che l’amplificatore di ingresso aggiunge anche una componente continua di 2.5V al segnale, ma questo non si vede nello schema fornito dalla LinFinity (nota C₂₄ può essere un condensatore polarizzato, infatti in continua esso è carico alla tensione di 2.5V). La resistenza di ingresso dell’amplificatore può essere stimata in 42kW sufficientemente elevata in modo da non creare carico ai circuiti a monte. C₂₄ e la resistenza di ingresso limitano la banda dell’amplificatore alle basse frequenze creando un filtro RC passa alto di frequenza di taglio pari a

Imponendo f_LOWER < 20 Hz allora

C₂₄ >  = 189 nF

Scegliamo C₂₄ = 220 nF.

I filtri R₁ C₉ e R₂ C₁₀ eliminano il ripple sul segnale retroazionato realizzando un filtro passa basso con funzione di trasferimento

G_RC = .

Questa è vera solo se R₁ è molto più piccola della resistenza vista sui piedini FBK(-) e FBK(+) pari rispettivamente a 368kW e 401kW. Scegliamo R₁ = R₂ pari a 18kW. La frequenza di taglio di G_RC deve essere imposta pari al limite superiore della banda audio 20kHz. Questo ci consente di calcolare C₉ e C₁₀:

C₉ = C₁₀ = = 442.1 pF.

Un valore commerciale per tale capacità è C₉ = C₁₀ = 470 pF che creano una frequenza di taglio f_UPPER = 18.8 kHz che è leggermente sotto i 20 kHz che avevamo imposto, ma vista la scarsa sensibilità dell’orecchio umano a tali frequenze e la risposta delle casse acustiche che in genere tagliano a frequenza ben più basse possiamo considerare accettabile questo dimensionamento. C₉ e C₁₀ debbono cortocircuitare a massa disturbi a frequenza molto superiore alla frequenza dell’oscillatore che fisseremo intorno i 300 kHz, per questa ragione è bene utilizzare condensatori adatti a lavorare per tali frequenza. Sceglieremo condensatori ceramici.

L’amplificatore di retroazione amplifica la differenza FBK(+) – FBK(-) di un fattore costante pari a G_FB = 0.091: attenua e ciò è necessario perché il segnale di uscita può avere una ampiezza picco picco fino a 30 V (2 volte la tensione di alimentazione), mentre il segnale all’uscita dell’amplificatore di ingresso ha una ampiezza picco picco massima pari a 5 V.

L’amplificatore di errore integra il segnale FAOUT  e genera la funzione di trasferimento

G_EA =

C₂₀ è la capacità che rende l’amplificatore di errore un integratore, mentre R₇ e C₂₁ servono solo per creare uno zero nella funzione di trasferimento che rende stabile l’amplificatore. Il dimensionamento di questi componenti si otterrà con considerazioni sulla stabilità del circuito.

2.04       Il modulatore PWM

Questo è composto dall’oscillatore, dal generatore di rampa, dal comparatore e dai circuiti di pilotaggio dei MOS.

L’oscillatore interno al chip è controllato dalla resistenza R_T e dal condensatore C_T esterni non rappresentati nel precedente schema. La frequenza di oscillazione si calcola:

f_OSC =   

È consigliato scegliere C_T = 100pF. Imponendo f_OSC = 300kHz calcoliamo R_T=32.1kW. Scegliendo R_T = 30kW si impone f_OSC = 320kHz. R_T e C_T sono attraversati da correnti ad alta frequenza, dunque è importante che questi componenti abbiano bassi effetti parassiti: una buona scelta è utilizzare condensatore ceramico e resistenza ad impasto.

Il generatore a rampa è controllato da R_PWM e C_PWM esterni all’integrato come indicato in figura 3.

Figura 3

La tensione a rampa è ottenuta caricando la capacità C_PWM per mezzo della corrente costante I_PWM, definita attraverso la formula

I_PWM =

È consigliato scegliere I_PWM compreso tra 75mA e 300mA: imponendo I_PWM = 100mA calcolo R_PWM = 56.25kW. Con il valore commerciale R_PWM = 56kW il valore esatto di I_PWM è 100.45 mA. Il manuale dell’integrato dice che la rampa deve eseguire una escursione di 3V nel periodo di oscillazione: attraverso questa informazione e dalla formula che descrive il caricamento di una capacità a corrente costante si calcola C_PWM :

C_PWM =  = 104.6pF

Valore commerciale C_PWM = 100pF.

Quando l’uscita dell’amplificatore di errore(EA_OUT) è nulla il duty-cycle del segnale modulato è nullo e la tensione sul carico è –V_DD, mentre quando la tensione EA_OUT è uguale all’ampiezza massima della rampa il duty-cycle del segnale modulato è 100% e sul carico troviamo la tensione +V_DD. Con questa considerazione si può calcolare il guadagno dello stadio modulatore più il convertitore:

 G_PWM =

È importante che questo guadagno non dipende da V_DD per ottenere una buona stabilità dell’amplificatore anche per variazioni consistenti di V_DD.

2.05       Il guadagno ad anello aperto

Il guadagno ad anello aperto(G_LOOP) definisce se l’amplificatore è stabile o meno. Questo è dato come prodotto delle funzioni di trasferimento dei blocchi che compongono il loop di retroazione ed è pari:

G_RCG_FBG_EAG_PWM =

  G_FB

Nota l’amplificatore di ingresso e il filtro in uscita non intervengono nella formula del guadagno di anello perché non fanno parte dell’anello di retroazione.

Il guadagno di anello presenta tre poli e uno zero; il polo creato da R₁ C₉ cade intorno alla frequenza di 20kHz, allora per aumentare la banda passante dell’anello si dimensiona lo zero in modo da cancellare il polo, (R₇ C₂₁ = R₁ C₉ ). Supponiamo che il polo individuato da R₇ e dalla serie C₂₀ C₂₁ cada a frequenze estremamente elevate da poter essere trascurato. Con queste ipotesi il guadagno di anello può essere scritto:

G_LOOP = G_FB

Il diagramma del modulo di G_LOOP è rappresentato il figura 4.

Figura 4

f_U è la frequenza alla quale G_LOOP|_dB diventa 0dB; vale

f_U =

Assumendo C₂₁ = 9C₂₀ vale

f_U =

È consigliato imporre f_U = 60kHz e R₈ = 10kW, allora dalla precedente formula si può calcolare C₂₀.

C₂₀ = = 23.1pF   Valore comm. C₂₀ = 22pF

Calcoliamo C₂₁

C₂₁ = 9C₂₀ = 198pF Valore comm. C₂₁ = 220pF

Avendo imposto R₇ C₂₁ = R₁ C₉ calcoliamo R₇:

R₇ =  = 38.4kW Valore comm. R₇ = 33kW oppure 36kW

È necessari verificare che il polo prodotto da R₇ e dalla serie C₂₀ C₂₁ cada effettivamente a frequenza superiore a f_U.

f_p =  = 239kHz

Il polo in alta frequenza cade tra f_U e f_OSC come consigliato nella documentazione dell’integrato.

È importante far notare che il margine di fase del circuito è circa di 90°, infatti alla frequenza di attraversamento  f_U , la fase  del guadagno   di anello è circa -90°, cioè il contributo del solo polo nell’origine.

2.06        La funzione MUTE

Durante il transitorio, quando non tutte le capacità del circuito si sono caricate alla tensione di regime, l’LX1720 potrebbe produrre sul carico delle tensioni che si manifestano con un fastidioso rumore che suona come un “pop”. Per evitare questo fenomeno i driver dei MOS rimangono inattivi per un tempo transitorio T_DELAY. Questo viene prodotto attivando l’oscillatore ad una frequenza dieci volte più bassa di quella imposta e contando 976 cicli di queste lunghe oscillazioni. Con le nostre scelte progettuali vale T_DELAY = 976 10 T_OSC = 30.5 ms. Questo tempo potrebbe non essere sufficiente a eliminare del tutto il “pop” sulle casse, infatti la capacità di ingresso C₂₄ si deve caricare alla tensione di 2.5V attraverso una resistenza abbastanza elevata (la serie 42kW + 147kW). La documentazione  dell’LX1720 dice che l’equazione della carica di C₂₄ è:

= 2.30 V

Nel nostro caso mancano 0.2 V per caricare completamente la capacità. Qualora si volesse evitare del tutto rumori all’accensione si possono sfruttare apposite funzioni accessibili dai piedini CN e MUTE. Quando il piedino MUTE è alto questo cortocircuita la resistenza interna da 147 kW annullando il segnale in uscita. In figura 5 è riportato un possibile circuito anti-pop.

Figura 5

Il piedino CN è alla tensione di V_DD =15V subito dopo l’accensione così che il piedino MUTE all’accensione è attivo e vi rimane fino a quando C_MUTE non si carica attraverso R_MUTE . Visto che per caricare completamente C₂₄ è necessario un tempo di circa 50 mS, imponiamo che la costante di tempo  C_MUTE R_MUTE sia 50mS. Scegliamo C_MUTE = 1mF e R_MUTE = 50kW.

2.07       I MOS del convertitore

Per scegliere i MOS del convertitore è necessario stimare la potenza in essi dissipata; utilizziamo le formule proposte nell’Application Note AN-11 relativo al dispositivo la massima potenza in valore medio quadratico dissipata sul carico è calcolata con la formula

P_OUT-MAX  =

Dove V_RIPPLE è il ripple sulla capacità C₉ , dell’ordine di 1V, R_ON è la resistenza in conduzione dei MOS. Imponendo R_ON = 0.2W  P_OUT-MAX = 11.1Watts. Dalla massima potenza ricaviamo la massima corrente sul carico, intesa ancora in valore medio quadratico:

I_OUT-MAX =  = 1.2 A                                                                

Allora la massima potenza dissipata su ciascun MOS è

P_MOS-MAX =  R_ON I²_OUT-MAX = 0.3 Watts                                                   1.

In questo risultato bisogna fare una forte critica perché non è considerata la potenza di commutazione dei MOS, dunque i MOS che sceglieremo dovranno dissipare una potenza ben superiore. Sono stati scelti MOSFET della famiglia DMOS dalla sigla Si9945AEY (N-MOS) e Si9953DY (P-MOS) prodotti dalla Siliconix; nell’appendice sono riportati i datasheets di tali componenti. Per una discussione sui motivi di questa scelta riportiamo una tabella dei parametri più significativi:

Questi sono MOS su package SO-8 a montaggio superficiale come consigliato dalla LinFinity: ciascun package contiene due dispositivi a uguale canale, dunque le coppie di MOS N e P non sono complementari, perché non integrati nello stesso chip. Questa scelta è in contrasto con i suggerimenti del datasheet del LX1720 ed è motivata dal fatto che non si sono potuti reperire coppie di MOSFET complementari sullo stesso package.

I MOS a montaggio superficiale sono consigliati per ridurre problemi di compatibilità elettromagnetica: nel nostro caso i vantaggi dall’uso di tali componenti sono vanificati dall’averli montati su una scheda millefiori che dal punto di vista compatibilistico lascia molto a desiderare.

È necessaria una critica alla documentazione del LX1720 che non riporta i livelli di tensione con i quali vengono pilotati i drain dei MOS (è stato misurato che l’escursione della V_GS è di 5V); questo dato è importante nella scelta della giusta tensione di soglia dei dispositivi MOS, è infatti necessari assicurarsi, quando in conduzione, che ciascun MOS sia un grado di fornire la giusta corrente al carico rimanendo a lavorare nella regione di triodo. Per questo è necessari guardare le caratteristiche i_D-V_DS dei MOS e in particolare la curva relativa alla tensione V_GS=5-V_t e assicurarsi che il ginocchio di tale curva sia ad un valore di corrente bel superiore al valore V_DD/R_LOAD=1.9 A (la corrente massima che si deve fornire al carico). La mancanza di indicazioni di questo tipo ci ha portato a scegliere MOS della famiglia HEXFET IRF9520 e IRF510, che hanno una soglia di ben 4V. Con questi, l’amplificatore riusciva ha fornire una potenza sul carico di appena 1.5Watts!  

Nell’integrato LX1720 è presente anche un circuito limitatore di corrente a protezione del carico. Questo rivela la caduta di tensione sulla resistenza R₅ posta in serie al circuito di alimentazione del convertitore: quando tale tensione supera la soglia di 200 mV scatta la protezione. Per dimensionare R₅ l’Application Note AN-11 fornisce la formula

R₅ =  = 105 mW     valore commerciale  100 mW

Dove I_RIPPLE è il ripple di corrente sull’ingresso del filtro ed è stato assunto pari a 0.2 A.

2.08       Progetto del filtro di uscita

Il filtro di uscita, di tipo passa basso, ha il compito di eliminare il ripple in alta frequenza sul carico. Per il suo progetto seguiamo due approcci: prima progettiamo il filtro seguendo delle formule per la sintesi di reti lineari, poi seguiamo il progetto svolto nell’application note AN-11 della LinFinity.

Il primo passo per il progetto di un filtro è individuare la funzione di trasferimento: è stata scelta la funzione di trasferimento di Butterworth che ha risposta in frequenza della forme:

dove w_C è la pulsazione di taglio del filtro e n è l’ordine (la caratteristica di tale funzione è di essere monotona decrescente su tutta la banda). Imponiamo la frequenza di taglio  60kHz (nell’application note è consigliato di non scendere al di sotto di tale valore) e l’ordine del filtro n=4. Con tali scelte l’attenuazione alla frequenza 320kHz (frequenza dell’oscillatore) è dell’ordine di 58dB.

In figura 6 e 7 sono riportati gli schemi elettrici del filtro di Butterworth per n dispari e per n pari, a seguire le formule di progetto:

Figura 6 - n dispari

Figura 7 - n pari

Dove    e a è calcolato attraverso la formula:

R₂ è ovviamente il carico (8 W), mentre R₁ è la resistenza di uscita dell’amplificatore; per il progetto R₁ è stata fissata a 4W valore stimato senza nessun criterio, ma si è verificato con simulazioni SPICE che le caratteristiche del filtro non dipendono molto da questo valore, dunque non è il caso di cercare criteri per la stima di R₁.

Seguendo tali formule otteniamo i valori:

L₁ = 11.9 mH

C₂ = 1.3 mF

L₃ = 16.8 mH

C₄ = 383 nF.

In figura 8 è riportato lo schema del filtro per la simulazione SPICE: il filtro precedentemente progettato è replicato su ciascuno dei rami della resistenza di carico, come consigliato nell’application note. La resistenza R₃ serve ad evitare che in continua siano lasciati dei nodi flottanti rispetto al riferimento di massa. In figura 9 riportiamo la simulazione della funzione di trasferimento del filtro: possiamo notare un picco di risonanza inatteso intorno alla frequenza di 50kHz.

Figura 8

Figura 9

Nell’application note AN-11 è riportato il progetto del filtro di Butterworth del 4° ordine: sono riportati i valori di progetto normalizzati:

 = 1.5307

c₂ = 1.5772

 = 1.0824

c₄ = 0.3827

Tali valori vengono denormalizzati  con le formule:

 = 32 mH

 = 0.522 mF

 = 22.97 mH

= 126 nF

La simulazione SPICE del filtro di figura 8 con gli ultimi valori calcolati non rispetta le specifiche (figura 10), in particolare la frequenza di taglio è di 14 kHz, ben al di sotto del valore di progetto.

Figura 10

Visto che il primo progetto del filtro rispetta meglio le specifiche, lo preferiamo rispetto al secondo. È necessario aggiustare i valori dei componenti in modo che questi siano reperibili in commercio, scegliamo dunque i seguenti valori:

L₁ = 20  mH

C₂ = 1 mF

L₃ = 11 mH

C₄ = 220 nF

2.09       Il circuito completo

In figura 11 riportiamo il circuito completo dell’amplificatore come consigliato dall’application noto AN-11.

Figura 11

In questo schema troviamo alcuni componenti di cui ancora non abbiamo trattato:

C₁₆.. C₁₉ sono condensatori di livellamento che servono a stabilizzare la tensione di alimentazione. Questi debbono essere non più piccoli di 100mF a bassa resistenza equivalente serie (ESR) e debbono essere montati quanto più possibile vicini alle resistenze R₅ R₆ .

C_p è una capacità che serve al controllo per generare la tensione di pilotaggio dei gate dei MOS P. È consigliato che questa capacità sia più grande di 1mF.

C_N è una capacità che serve a mantenere stabile il riferimento interno di tensione. È consigliato di utilizzare un condensatore al tantalio da 22mF/25V.

Elenco dei componenti: