RICEVITORE AM 25MHz
Dopo
il trasmettitore a 25MHz ho deciso di realizzare un ricevitore che si
possa sintonizzare sulla stessa frequenza. Premetto che questo
ricevitore non
eccelle in stabilità; la frequenza dell'oscillatore locale infatti non
è controllata ne da un quarzo ne da un PLL ma da componenti discreti
che come ben si sa variano il loro valore con la temperatura, quindi,
ogni tanto, occorre regolare il trimmer R3 per centrare la stazione che
si sta ascoltando. Devo dire, però, che questo slittamento di frequenza
diviene sempre meno ampio man mano che il circuito va a regime tanto
che dopo diversi minuti la necessità di ritoccare R3 diviene sempre
minore. Comunque c'è anche la possibilità di utilizzare un oscillatore a 24.545 MHz per ovviare al
problema, nella sezione del mixer riporterò le piccole modifiche necessarie per poterlo usare al posto dei componenti discreti.
Il circuito a blocchi del ricevitore è il seguente:
Il circuito a blocchi del ricevitore è il seguente:
Ma andiamo per ordine.
CIRCUITO DI ADATTAMENTO
Il
circuito di adattamento serve per avere il massimo trasferimento
di potenza dall'antenna all'ingresso del mixer, l'impedenza di quest'ultimo è
composta da una resistenza di 1500 ohm con in parallelo un condensatore
di 3pF, ho usato il digramma di Smith per determinare gli elementi
reattivi che occorrono per adattare la suddetta impedenza ai canonici
50 ohm. Vedi figura sotto:
Tenete conto che nel diagramma non ho considerato i 3pF dato che essi vengono "assorbiti" da C1 (a quest'ultimo andrà quindi sottratto quel valore). I valori così determinati sono assegnati al gruppo C1, C11, C12, L2 come da schema elettrico.
L'ingresso del mixer è differenziale, dato che il segnale lo si invia solo su un pin (funzionamento in single ended), l'altro deve essere connesso a massa tramite il condensatore C2 che deve presentare una bassa reattanza al segnale in ingresso.
Tenete conto che nelle fasi iniziali del collaudo del ricevitore ho usato per antenna uno spezzone di filo lungo circa 50cm senza alcun tipo di accordo e i risultati sono stati comunque ottimi; nella figura sottostante c'è un'istantanea delle prove di ricezione. In quel contesto ho ricevuto il segnale trasmesso a circa 2Km di distanza dal trasmettitore senza particolari problemi.
(ho alimentato il ricevitore con la batteria dell'auto...qualcuno mi guardava male...forse perché non avevo la mascherina?).
Tenete conto che nel diagramma non ho considerato i 3pF dato che essi vengono "assorbiti" da C1 (a quest'ultimo andrà quindi sottratto quel valore). I valori così determinati sono assegnati al gruppo C1, C11, C12, L2 come da schema elettrico.
L'ingresso del mixer è differenziale, dato che il segnale lo si invia solo su un pin (funzionamento in single ended), l'altro deve essere connesso a massa tramite il condensatore C2 che deve presentare una bassa reattanza al segnale in ingresso.
Tenete conto che nelle fasi iniziali del collaudo del ricevitore ho usato per antenna uno spezzone di filo lungo circa 50cm senza alcun tipo di accordo e i risultati sono stati comunque ottimi; nella figura sottostante c'è un'istantanea delle prove di ricezione. In quel contesto ho ricevuto il segnale trasmesso a circa 2Km di distanza dal trasmettitore senza particolari problemi.
(ho alimentato il ricevitore con la batteria dell'auto...qualcuno mi guardava male...forse perché non avevo la mascherina?).
MIXER CON COMPONENTI DISCRETI
Il
mixer ha un circuito interno per l'oscillatore locale, l'insieme dei
componenti C6, C7, C26, L1 e D1 servono a determinare la frequenza di
oscillazione che deve essere di 24.545 MHz affinché la differenza di
questa con quella del segnale a 25 MHz proveniente dall'antenna dia
455 KHz. Il diodo varicap D1 viene alimentato dal diodo zener D2 che
assicura una certa stabilità in tensione, il trimmer R3 assieme la
resistenza R4 serve per impostare la corrente circolante in D2,
variando il trimmer varia questa corrente e quindi anche la tensione
(di qualche mV) dello zener facendo cambiare la capacità del
varicap, questo permette di variare di poco la frequenza
dell'oscillatore locale per centrare la stazione. La resistenza
R2 serve per isolare il gruppo risonante dallo zener, i condensatori
C8 e C9 devono presentare una bassa reattanza alla frequenza
dell'oscillatore locale, C10 serve per stabilizzare ulteriormente la
tensione dello zener, tutti gli altri componenti servono per
scongiurare oscillazioni non desiderate del mixer. L'uscita può
essere prelevata in modo differenziale tra i pin 4 e 5, io l'ho
prelevata in modo single ended sul pin 5. L'uscita del mixer presenta
una resistenza di 1500 ohm, siccome il filtro ceramico che avevo a
disposizione in laboratorio vuole vedere sia in ingresso che in uscita
2000 ohm ho dovuto inserire in serie una resistenza di 470 ohm (R13).
Se il filtro ceramico non si chiude da entrambi i lati sulla resistenza
indicata dal costruttore appaiono evidenti ondulazioni sulla parte
piatta della banda passante, è meglio evitare questo fenomeno.
NOTE TECNICHE
Mixer:
Il massimo livello RF accettato dal mixer senza entrare in distorsione è di -25mW (circa 190 mVpp su 1500 ohm).
La sensibilità è di -119 dBm (pari a 1.3 uV su 1500 ohm) per un rapporto S/N di 12 dB.
Il guadagno di conversione (a 45 MHz) è di 17 dB.
Filtro ceramico SFP455H :
Banda 8KHz a -6dB.
Perdita di inserzione 1.5dB
Resistenza di ingresso e di uscita 2K
MIXER CON OSCILLATORE 24.545 MHz
Per
la modifica basta non montare l'insieme dei
componenti C6, C7, C26, L1, D1, D2, R3, R4, C8, C9 e C10 e
montare invece i componenti come rappresentato nella figura sottostante:
L'oscillatore OSC1 genera un onda quadra a 24.545 MHz a 5 Vpp, occorre renderla sinusoidale per evitare mal funzionamenti del mixer, inoltre il massimo livello con il quale si può pilotare il mixer non deve superare 1 Vpp, io ho deciso di pilotarlo a 0.5Vpp. Per la forma ed il livello ci pensa la rete C6, L1, L3 e R1. I condensatori C7 e C8 devono presentare una bassa reattanza alla frequenza di interesse.
NOTA:
I quarzi e gli oscillatori hanno sempre una certa tolleranza ed è difficile che oscillino alla frequenza di targa, per questo motivo se usate il trasmettitore a 25 MHz presente in questo sito occorre inserire in serie al quarzo presente in esso un trimmer capacitivo da 5-60 pF in modo di variare di qualche KHz la sua frequenza fino ad avere il massimo livello in uscita dal ricevitore.
L'oscillatore che ho trovato è molto piccolo e serve molta attenzione per saldare i suoi pin.
L'oscillatore OSC1 genera un onda quadra a 24.545 MHz a 5 Vpp, occorre renderla sinusoidale per evitare mal funzionamenti del mixer, inoltre il massimo livello con il quale si può pilotare il mixer non deve superare 1 Vpp, io ho deciso di pilotarlo a 0.5Vpp. Per la forma ed il livello ci pensa la rete C6, L1, L3 e R1. I condensatori C7 e C8 devono presentare una bassa reattanza alla frequenza di interesse.
NOTA:
I quarzi e gli oscillatori hanno sempre una certa tolleranza ed è difficile che oscillino alla frequenza di targa, per questo motivo se usate il trasmettitore a 25 MHz presente in questo sito occorre inserire in serie al quarzo presente in esso un trimmer capacitivo da 5-60 pF in modo di variare di qualche KHz la sua frequenza fino ad avere il massimo livello in uscita dal ricevitore.
L'oscillatore che ho trovato è molto piccolo e serve molta attenzione per saldare i suoi pin.
NOTE TECNICHE
Mixer:
Il massimo livello RF accettato dal mixer senza entrare in distorsione è di -25mW (circa 190 mVpp su 1500 ohm).
La sensibilità è di -119 dBm (pari a 1.3 uV su 1500 ohm) per un rapporto S/N di 12 dB.
Il guadagno di conversione (a 45 MHz) è di 17 dB.
Filtro ceramico SFP455H :
Banda 8KHz a -6dB.
Perdita di inserzione 1.5dB
Resistenza di ingresso e di uscita 2K
AMPLIFICATORE IF
Nonostante
il mixer abbia un guadagno, in presenza di segnali in antenna molto
deboli
quello di uscita non è abbastanza alto per poter essere
rivelato dal diodo al germanio, occorre quindi amplificarlo
ulteriormente. Per questo scopo ho usato l'integrato MC1350. Il segnale
all'uscita del filtro è applicato al pin 4 dell'integrato, essendo
l'ingresso del MC1350 differenziale occorre mettere a gnd il pin 6
tramite il condensatore C18
. Il costruttore fornisce i parametri "Y" per il chip e da questi è
facile determinare l'impedenza d'ingresso con pochi passaggi, essa
risulta essere 3209-j227 ohm, trasformando questa impedenza serie
nella sua
equivalente parallelo si ottiene una resistenza di 3200 ohm con una
capacità di 7,6 pF. Siccome il filtro ceramico vuole vedere
2000 ohm occorre inserire in parallelo all'ingresso la resistenza
R5 da 5700 ohm (a 455 KHz la reattanza della capacità
è circa 46000 ohm molto più grande della resistenza, quindi
la si può trascurare). Il condensatore C25 serve per disaccoppiare
l'ingresso dato che su di esso è presente una tensione continua.
Notevole importanza ha il condensatore C13, esso va messo il più
possibile vicino al pin 2 del MC1350 per evitare che questo oscilli.
L'amplificatore possiede un pin per controllarne il guadagno, esso va da 0dB con tensioni prossime allo zero volt a oltre -60 dB con tensioni prossime a 7 V, ho messo un trimmer (R9) per variare il guadagno. Questo è utile se si sta eseguendo un collaudo del circuito con un generatore di segnale o quando si è troppo vicini al trasmettitore, tenendo il guadagno al massimo il livello in uscita andrebbe in saturazione. La serie R7, R6 serve per limitare la corrente e il condensatore C17 per cortocircuitare i segnali variabili indesiderati.
Anche per l'uscita il costruttore fornisce i parametri "Y", da questi dopo pochi passaggi ottengo una impedenza di uscita di 160000 - j120000 ohm, trasformando questa impedenza serie in quella equivalente parallelo ottengo una resistenza da 250000 ohm con in parallelo una capacità di 1pF della quale non ho tenuto conto perché assolutamente trascurabile rispetto a C22.
In questo caso ho preso l'uscita in modo differenziale, il toroide che ho usato per realizzare il trasformatore è un FT50-75 costituito da una miscela ad alto u che permette di avere valori alti di induttanza con poche spire, il rapporto di trasformazione è 1:1 (120u : 120u). Il diodo D3 al germanio il condensatore C23 e la resistenza R10 formano il rivelatore, per determinare i valori di R10 e C23 ho proceduto così:
Decido la banda passante del circuito risonante composto da C22 e dal primario del trasformatore (120u), dato che il filtro ceramico ha una banda di 8K scelgo una banda passante del circuito risonante di 16K in modo che la prima sia comodamente dentro la seconda, da questo valore ricavo il Q:
Q = F / B = 455000 / 16000 = 28.4
tramite il Q ricavo la resistenza che deve vedere il circuito risonante:
Rv = Xl * Q = 2 * 3.14 * 455000 * 120 * 10^(-6) * 28.4 = 9775 ohm
Questa resistenza è il parallelo di quella di uscita dell'integrato (250K) con quella secondaria riportata al primario, facendo un semplice calcolo risalgo al valore della resistenza riportata al primario che risulta essere 10k, dato che il rapporto del trasformatore è 1:1 anche la resistenza R10 deve essere da 10K. Con la seguente formula ricavo il valore del condensatore C23:
C23 = 1 / (2 * 3.14 * Fa * R10) = 1/ ( 2 * 3.14 * 8000 * 10000) = 1.9 nF
Il valore commerciale più vicino è 2.2 nF.
Fa è la frequenza più alta del segnale audio da ricevere (8000 Hz).
Per non rendere vani i calcoli precedenti occorre che il potenziometro del volume non carichi R10, un valore di 100K va bene. Il condensatore C24 serve per disaccoppiare la continua.
L'amplificatore possiede un pin per controllarne il guadagno, esso va da 0dB con tensioni prossime allo zero volt a oltre -60 dB con tensioni prossime a 7 V, ho messo un trimmer (R9) per variare il guadagno. Questo è utile se si sta eseguendo un collaudo del circuito con un generatore di segnale o quando si è troppo vicini al trasmettitore, tenendo il guadagno al massimo il livello in uscita andrebbe in saturazione. La serie R7, R6 serve per limitare la corrente e il condensatore C17 per cortocircuitare i segnali variabili indesiderati.
Anche per l'uscita il costruttore fornisce i parametri "Y", da questi dopo pochi passaggi ottengo una impedenza di uscita di 160000 - j120000 ohm, trasformando questa impedenza serie in quella equivalente parallelo ottengo una resistenza da 250000 ohm con in parallelo una capacità di 1pF della quale non ho tenuto conto perché assolutamente trascurabile rispetto a C22.
In questo caso ho preso l'uscita in modo differenziale, il toroide che ho usato per realizzare il trasformatore è un FT50-75 costituito da una miscela ad alto u che permette di avere valori alti di induttanza con poche spire, il rapporto di trasformazione è 1:1 (120u : 120u). Il diodo D3 al germanio il condensatore C23 e la resistenza R10 formano il rivelatore, per determinare i valori di R10 e C23 ho proceduto così:
Decido la banda passante del circuito risonante composto da C22 e dal primario del trasformatore (120u), dato che il filtro ceramico ha una banda di 8K scelgo una banda passante del circuito risonante di 16K in modo che la prima sia comodamente dentro la seconda, da questo valore ricavo il Q:
Q = F / B = 455000 / 16000 = 28.4
tramite il Q ricavo la resistenza che deve vedere il circuito risonante:
Rv = Xl * Q = 2 * 3.14 * 455000 * 120 * 10^(-6) * 28.4 = 9775 ohm
Questa resistenza è il parallelo di quella di uscita dell'integrato (250K) con quella secondaria riportata al primario, facendo un semplice calcolo risalgo al valore della resistenza riportata al primario che risulta essere 10k, dato che il rapporto del trasformatore è 1:1 anche la resistenza R10 deve essere da 10K. Con la seguente formula ricavo il valore del condensatore C23:
C23 = 1 / (2 * 3.14 * Fa * R10) = 1/ ( 2 * 3.14 * 8000 * 10000) = 1.9 nF
Il valore commerciale più vicino è 2.2 nF.
Fa è la frequenza più alta del segnale audio da ricevere (8000 Hz).
Per non rendere vani i calcoli precedenti occorre che il potenziometro del volume non carichi R10, un valore di 100K va bene. Il condensatore C24 serve per disaccoppiare la continua.
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